• 专利附录
  • 专利说明
  • 权利要求
  • 类似技术
  • 同族专利
  • 引用文献
  • 法律状态
  • 优先权
    • 专利摘要:

    公开号:WO1983000783A1
    申请号:PCT/HU1982/000021
    申请日:1982-05-03
    公开日:1983-03-03
    发明作者:Kutato Intézet Tavközlési；István FRIGYES；Zoltán SZABO；Tibor Berceli；József MENG；Péter VANYAI；János KOVATS
    申请人:Tavkoezlesi Kutato Intezet；
    IPC主号:H04L27-00
    专利说明:
    [0001] SCHALTUNGSANORDNUNG ZUR RÜCKSTELLUNG DES TRÄGERS
    [0002] Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanord nung zur Rückstellung des Trägers für eine für die Übertragung von digitalen Signalen dienende, zweckmäßig mit einem unterdrückten Träger funktionieren de Verbindung mit kohärenter Demodulation, wo die zu Rückstellung des Trägers dienende Schaltungsanordnun mit einem ein moduliertes Signal erzeugenden Eingang und ein unmoduliertes Signal erzeugenden Ausgang ver sehen ist, desweiteren ein elektrolisch veränderli ches Element - zweckmäßig einen abstimmbaren Oszillator - enthält. In der zeitgemäßen mit Trägerfrequenz und Radiofrequenz arbeitenden Übertragungstechnik besteht in einem immer zunehmenden Mass die Forderung digitale Signale übertragen zu können. Die Vorteile der digitalen Übertragung sind wohl bekannt, daher scheint es überflüssig, diese hier ausführlich zu behandeln. Die meisten Arten und Weisen der Modulation mit einem digitalen Signal liefern ein Sendesignal mit unterdrücktem Träger. In den zur Demodulatioa derartiger Signale weitgehend verwendeten kohärenten Systemen ist die Erzeugung der Trägerfrequenz unerläßlich. Dem Trägerrücksteller wird eben diese Aufgabe gestellt.
    [0003] Der Trägerrücksteller muß ein unmoduliertes Signal mit minderem Geräusch erzeugen, das mit der ursprünglichen Trägerfrequenz in einer engen Phasenverbindung stehen muß. Zu diesem Zweck sind zahlreiche Schaltungsanordnungen bekannt. Alle der erwähnten Anordnungen enthalten einen elektronisch ab stimmbarea Oszillator, der die Trägerfrequenz erzeugt. Zur Regelung der Phase der erzeugten Trägerfrequenz wird im allgemeinen eine phaseaschliessea de Schleife verwendet. Ia der Praxis sind mehrere Lö suagea zur Gestaltung der phaseageschlosseaea Schleife bekannt. Um eine einwaadfreie Punktion sichern zu könaea, muß aus dem ursprünglichen modulierten Signal mit unterdrücktem Träger die Modulation entfernt werden. Auf diese Weise wird der Träger zurückgewoanea, der aber einen geräuschartigen Modulatioasrückstand enthält, so kana er als Referenz für den Demodulator keineswegs direkt verwendet werden.
    [0004] Daher wird das Sigaal nach erfolgter Eatferauag der Modulatioa in einen Phasendetektor geführt. Der Phasendetektor erhält das Signal des elektronisch abstimmbarea Oszillators, wodurch ein mit der Phasendiffereaz der beidea Signale proportionaler Fehlersigaal geliefert wird. Dieser Pehlersigaal wird filtriert uad verstärkt uad zur Regelung des elektroaisch abstimmbarea Oszillators verwendet. Mit Rücksicht darauf, daß der Modulatioasrückstaad des uraprüaglichea Sigaals recht groß ist, muß der Pehlersigaal hochgradig filtriert werdea, gleichzeitig aber vermiadert das Piltriβrea die Baadbreite der phaseageschlosseaea Schleife. Als Erfolg ist der Trägerrücksteller aur ia einer geringen Umgebung des Nominalwertes wirksam. Dies stellt ein recht ernstes Problem dar, deaa sowohl ia dem Seader, wie auch ia dem Empfänger eiae hochgradige FrequenzStabilität des Lokaloszillators erfordert wird.
    [0005] Um das erwähnte Problem überbrückea zu könaea, wird bei dea bekaaatea Lösuagea auf dea elektronisch abstimmbarea Oszcillator auaser dem Pehlersignal eine Wobble-Spannuag geführt, womit der aus dem Erfassungsband austretende Träger wiederholt auf gefangen wird. Die Wobble-Spannung stört jedoch oft die Funktion der phaseageschlosseaea Schleife uad verhindert die infolge der Verstimmung auftretenden statischen Phasenfehlerzunahme nicht. Der größte Nach teil des erwähatea Systems liegt daria, daß die Quali tät der Trägerrückstellung beeinträchtigt wird, wodurch der Fehleraateil des demoduliertea Sigaals erhöht wird. Die Gesagtea stellen eines der schwers tea Probleme der Übertragung mit digitaler Modulation uad uaterdrücktem Träger dar.
    [0006] Unter eiaem System mit unterdrücktem Träger wird ein Übertraguagasystem verataadea, dessen Spektrum an dem Auagaag des Modulators gemessen, nur eiae lineare Kompoaeate der Trägerfrequenz von ver nachläßigbarer Gröase (weniger, als 20 % der Gesamtleistung) enthält, weaa das modulierende SignaX keine Gleichstromkomponeate aufweist.
    [0007] Unter Anwendung der erfiaduagsgemäßen, zur Rückstellung des Trägers dienenden Schaltungsanord- nuag, deren Erfassunga- und Bahaltungsband - mit den bekannten Lösuagea verglichen - viel grösser ist, kön nea die erwähatea Maagelhaftigkeitea beseitigt werden. Einerseits wird der Fehleraateil besser sein, iadem der statische Phaseafehler des rückgestelltea Trägers vermindert wird uad die Möglichkeit geboten ist die Geräuschbaadbreite der Schleife viel kleiaer zu dimensionierea, als der beaaspruchte Erfassungsbereich, anderseits werden die an der Frequeazstabilit der Lokaloszillatoren gestellten Forderungen herabgesetzt.
    [0008] Das Wesentliche der erfiaduagsgemäßen, zur Rückstellung des Trägers dienenden Schaltuagsanordnung besteht darin, daß eia die Verschiebuag des Spektrums eines oder mehrerer modulierten Signale wahrnehmender, sowie das elektronisch veränderliche Element - zweckmäßig einen abstimmbaren Oszillator - regelnder Spektrumindikator enthalten ist. Der erfindungsgemäße Trägerrücksteller ist an der Empfangsseite des Verbindungswegs angeordnet, wobei sein Ausgang sich dem Referenzeingang des Demodulators anschlieast.
    [0009] Um den Zufallsprozess des digitalen modulierenden Signals sicherstellen zu können, enthält die zur Trägerrückstellung dienende Schaltungsanordnung an der Senderseite des Verbiaduagswegs eiaen Bitmischer, während aa der Empfangsseite des Verbindungswegs ein Bitrückmi3cher vorgesehen ist. Zweckmäßig ist weaigstens in einem Sender der Verbiaduag, ia der Bahn des modulierenden digitalen Signalflusses eia aa sich bekannter 5-Bit Bitmischer aageordaet, während ia dem dem mit dem erwähaten Bitmischer versehenen Sender folgenden Empfänger eia, ia der Bahn des demodulierten digitalen Signalflusses angeordneter, gegenüber dem vorhererwähntea Bitmischer eine inverse Operation durchführender Bitrückmischer vorgesehen ist. Bei Verbindungen mit unterdrückten Trägerwellen enthält der Trägerrücksteller eine an sich bekannte phasengeschlossene Schleife und/oder nicht-lineare Operationen durchführende Stufen.
    [0010] Die Hauptteile eines vollkommenen, als Beispiel dieaendea Verbindungswegs sind in den Figuren 1 und 2 dargestellt. In der Figur 1 ist der Sender, in der Figur 2 der Empfänger mit der erfindungsgemäßen Trägerrückstellschaltung dargestellt. Eine mögliche praktische Ausführung der erfindungsgemäßen Anordnung ist in den Figuren 3 und 4 veranschaulicht. In den Figuren 5 und 6 sind die modifizierten Ausführungen zu sehen. Figur 3 stellt eine Lösung des erfindungsgemäßen Trägerrückstellers dar, während in der Figur 4 eine praktische Ausführung des erfindungsgemäßen Spektrumindikators veranschaulicht ist. In der Figur 5 haben wir die zur Rückstellung des Trägers dienende Schaltungsanordtfung veranschaulicht, Figur 6 stellt hingegen eine Ausführungsmöglichkeit des modifizierten erfindungsgemäßen Spektrumindikators dar.
    [0011] Figur 1 zeigt den zweckdienlichen Aufbau des Senders der Verbindung mit der digitalen Modulation und unterdrücktem Träger dar. Der Eingang 1 des Senders schließt sich der Eingangseinheit 2 an. Der Eingangseinheit wurde die Aufgabe zugeteilt den digitalen Signalfluß zu manipulieren, die Signale zu um kodieren. Darauffolgend gelangen die Signale in den im Sinne der Erfindung eingesetzten Bitmischer 3, der es sicherstellt, daß der ursprünglich beliebig modulierende Signalfluß einen Zufallscharakter aufweise. (Ein derartiger Signalfluß mit dem Zufallscharakter kann dadurch gekennzeichnet werden, daß die Erschei nungswahrscheinlichkeit der 0- und 1-Bite, desweiteren die Wahrscheinlichkeit der 1-0 oder 0-1 Übergänge gleicherweise 0,5 beträgt.) Von dem Bitmischer 3 gelangt der Signalfluß über den Modulatorantrieb 4 zu dem Modulator 5. Der Modulator 5 erhält die Trägerfrequenz von dem Trägerversorger 6, dessen Signal mit dem von dem Modulatorantrieb 4 kommenden digitalen Signalfluß moduliert wird. Das Signal des Modulators 5 gelangt über die Ausgangseinheit 7 zu dem Ausgang 8 des Senders. Im allgemeinen enthält die Ausgangseinheit Filter, Verstärker und Passelemente. Bei einer Verbindung mit einer Ausbreitung im Freien schließt sich der Ausgang einer Antenne an, sollte eine geleitete Verbindung vorhanden sein, schließt sich der Aus gang des Senders irgendwelchem Kabel an.
    [0012] Die zweckmäßigen Teile des Empfängers sind in der Figur 2 veranschaulicht. Im allgemeinen enthält dieser Filter, Verstärker und Passelemente. Das empfangene Signal gelangt meistens zu dem Mischer 11, der mit Hilfe des Lokaloszillators 12 das Signal in die Mittelfrequenz übersetzt. Das Mittelfrequenzsignal gelangt über den Mittelfrequenzblock 13 auf den Demodulator 14. Zweckmäßig besteht der Mittelfrequenzblock 13 aus Filtern, Verstärkern und Kompensatoren. Desweiteren sind solche Stromkreise fautomatische Verstärkerregler, Limiter) enthalten, die den annähernd konstanten Wert des Ausgangspegels unabhängig von dem Eingangspegel sicherstellen. Die Demodulation erfordert die Trägerrückstellung. Im Sinne der Erfindung wird diese Aufgabe mit dem Trägerrücksteller gelöst. Das demodulierte Signal gelangt über den Regenerator 16 und dem Bitrückmischer 17 auf die Ausgangseinheit 18, wobei die letztere dem Ausgang 19 des Empfängers angeschlossen ist. Zu der Funktion des Regenerators ist eine Taktimpulseinheit 20 erforderlich. Der Bitrückmischer des Empfängers durchführt die inverse Operation des Bitmischers des Senders. Eine mögliche Lösung des erfindungsgemäßen
    [0013] Trägerrückstellers ist ia Figur 3 dargestellt. Das Signal mit der digitalen Modulation und unterdrücktem Träger gelangt zu dem Eingang 21 des Trägerrückstellers. Im allgemeinen ist das Signal von Mittelfrequenz. Das Eingangssignal gelangt Über den pegelausgleichenden Verstärker 22 und über eine Abzweigung zu der eine nicht-lineare Operation durchführenden Stufe 23, deren Aufgabe darin besteht, daß mit den entsprechenden nicht-linearen Operationen Potenzie rung, Modulation, Multiplikation) die Modulation von dem Signal entfernt werde. Diese Stufe wird in vielen Fällen von einer Frequenzmultiplikatorstufe gebildet, aber ein sogenannter Remodulator, ein multiplizieren der oder sonstiger geeigneter Stromkreis ist gleicher weise geeignet. Mit Hinsicht darauf, daß der Übergang von dem einen in den anderen Zustand keineswegs ideal ist, wird die Modulatioa aus dem Signal mit der vervielfältigtea Frequenz nicht vollkommen entfernt, der Modulatioasrückstaad verhält sich als ein Geräusch, so kann das derweise gewonnene Signal keineswegs zu der Demodulation verwendet werden.
    [0014] So muß für die Demodulation eia unmodulier tes Signal aus eiaer separaten Quelle gewonnen werden. Zu diesem Zwecke dient der elektronisch abstimmbare Oszillator 24. Der Ausgang des Oszillators schließt sich über eine Abzweigung dem Ausgang 25 des Trägerrückstellers an uad liefert auf diese Weise das Referenzsignal für den Demodulator. Gleichzeitig aber muß das Signal des Oszillators 24 mit dem aus dem empfangenen Sigaal erzeugten Träger in Verbindung gebracht werden, um eine übereinstimmende Frequenz und eine enge Verbindung zwischen den Phasen erreichen zu können. Zwecke dient die Regelung mit der phasengeschlossenen Schleife.
    [0015] In einzelnen Fällen wird anstatt des elektronisch abstimmbarea Oszillator ein anderes, ebenfalls elektronisch veränderliches Element - z.B. ein Resonator, Phasenverschieber, ein Verzögerer - verwendet. In aolchen Fällen liefert deren Ausgangssignal des Referenzsignal für den Demodulator. Desweiteren wird in den Begriff der elektronisch abstimmbaren Elemente der elektronisch abstimmbare Oszillator hinzugezogen.
    [0016] Die phasengeschlossene Schleife wird von dem Frequenzmultiplikator 26, dem Phasendetektor 27, dem Tiefpassfilter 28 und dem Verstärker 29 gebildet.
    [0017] Zusammenfassend werden die erwähnten Elemente ein Phasenreglersystem genannt, da es zwischen dem Hochfrequenzausgang des elektronisch abstimmbaren Oszillators und dem Reglereingang eine Verbindung zur Regelung der Phase des Hochfrequenzsignals zustandebringt Das Ausgangssignal des elektronisch abstimmbaren Oszillators 24 gelangt über eine Abzweigung zα. dem Frequenzmultiplikator 26, der mit dem Frequenzmultiplikator 23 übereinstimmt, recht oft weisen beide Frequenzmultiplikatoren den gleichen Aufbau auf. Die Ausgänge der Phasenmultiplikatoren 23 und 26 schliessen sich je einem Eingang des Phasendetektors 27 an. Der Phasendetektor 27 erzeugt ein mit der Phasendifferenz der zu seinem Eingang eintreffenden Signale proportionales Fehlersignal, das über den Tiefpassfilter 28, den Verstärker 29 und die Addiereinheit 30 zu dem Regeleingang des elektronisch abstimmbaren Oszillators 24 gelangt. Mit Hinsicht darauf, daß an dem Ausgang des Frequenzmulti— plikators 23 ein bedeutender Modulationsrückstand vorhanden ist, wird das Fehlersignal des Phasendetektors 27 recht geräuschvoll sein, daher muß die Bandbreite des Tiefpassfilters 28 schmal gewählt werden, um das Geräusch aus dem Fehlersignal filtrieren zu können. Gleichzeitig aber wird infolge der schmalen Bandbreite das Band der Erfassung und Behaltung auch schmal sein, was mit bedeutenden Nachteilen verbunden ist.
    [0018] Dem Spektrumindikator 31 wurde die Aufgabe gestellt den erwähnten Nachteil zu beseitigen, der einen Teil des aus dem Tiefpassfilter 32, dem Gleichstromverstärker 33 und dem Spektrumindikator 31 - als wichtigster Bestandteil bestehenden Systems - bildet. Der Eingang ist dem Ausgang des pegelausgleichenden Verstär kers 22 angeschlossen, d.h. der Spektrumindikator er hält das Signal mit digitaler Modulation und unterdrücktem Träger. Das Spektrum dieses Signals ist dank dem in dem Sender angeordneten Bitmischer mit we nigstens 5 Bits) von der Modulation praktisch unabhängig, wobei der Spektrumindikator eben diese Eigen schaft des Signals ausnützt. Der Spektrumindikator nimmt nämlich eben diejenige Verschiebnng des Spekt rums wahr, die als Erfolg der Instabilität des Sen der- Tragerversorgers und des Empfanger-Lokaloszilla tors entsteht. Der Fehlersignal des Spektrumindikators
    [0019] 31 folgt der Änderung dea Spektrums des auf Mittelfrequenz gemischten Signals.
    [0020] Das Fehlersignal des Spektrumindikators wird über den Tiefpassfilter 32, den Gleichstromverstärker 33 und die Addiereinheit 30 an den Regeleingang des elektronisch abstiambaren Oszillators 24 weitergelei tet. Der Tiefpassfilter 32 verfügt über ein Sperrband an der Frequenz des zu dem Eingang des Spektrumindikators geführten Signals und die Zeitkonstante ist zweckmäßig länger, als das Tausendfache der Dauer eines Bits. Unseren Erkenntnissen nach ist eine Zeitkonstante der erwähnten Grosse unerläßlich, da trotz der Verwendung des Bitmischers das Spektrum des Signals von dem Inhalt der Modulator, d.h. von der zu übertragenden Information binnen einer Zeitspanne vo maxiaum tausend Bits abhängig ist. Die Abhängigkeit ist desto grösser, auf desto kürzere Dauer sich bezieht, d.h. desto kleiner die Zeitkonstante ist. Daher auß die Zeitkonstante mindestens dem Tausendfachen der Zeitdauer des Bits gleich sein, da das derweise integrierte Fehlersignal des Spektrumindikators bereits von der Modulation unabhängig ist. Auf diese Weise zwingt das Fehlersignal des Spektrumindikators den Oszillator 24 zur Folgung der Trägerfrequenz, wobei die phasengeschlossene Schleife des Oszillators nur zur Sicherstellung der engen Phasenverbindung dient. Durch diese Lösung wird das sich aus der schmalen Bandbreite der phasengeschlossenen Schleife ergebende Problem praktisch beseitigt.
    [0021] Das Erfassungs- und Bahaltungsband der Trägerrückschaltung kann durch die Anwendung des Spektrumindikators um etwa eine Grössenordnung erhöht werden. Als Erfolg kann die an der FrequenzStabilität des Sender-Trägerversorgers und des Empfänger-Oszillators gestellte Forderung wesentlich vermindert werden, wodurch diese Einheiten bedeutend einfacher und billiger hergestellte werden können. Ein weiterer Vorteil ergibt sich aus dieser Lösung bei digitalen Radioverbindungen von hoher Geschwindigkeit und grossen Entfernungen. Bei derartigen Verbindungen erleidet das Signal bei einer mehrwegigen Ausbreitung eine bedeutende Verzerrung. Infolge der Signalverzerrung wird in dem Trägerrücksteller der Modulationsrückstand größer sein, wodurch in der phasengeschlossenen Schleife erhöhtes Filtrieren erforderlich ist; das mit der erhöhten Filtrierung verbundene Problem kann eben durch die Anwendung des Spektrumindikators überbrückt werden.
    [0022] Eine mögliche Ausführung des Spektrumindikators ist in der Figur 4 dargestellt. Der Eingang 34 des Spektrumindikators schließt sich dea Eingang der Verteilstromkreises 35 an, der das eintreffende Signal auf die zwei Ausgänge verteilt. Das geteilte Signal gelangt zu dem symmetrischen Vierpol in der oberen Abzweigung 36, bzw. in der unteren Abzweigung 37. Die in dem Übertragungsband des Empfängers vorhandene Charakteristik der erwähnten Vierpole ist im Bezug der nominellen Mittelfrequenz-Trägerfrequenz an sich symmetrisch, miteinander verglichen zeigen die beiden Charakteristiken im Bezug der nominelle Trägerfrequenz eine annähernd gepaarte Symmetrie. Dem in der oberen Abzweigung 38, bzw. in der unteren Abzweigung vorhandenen asymmetrischen Vierpol ist ein zu der oberen Abzweigung gehörender, bzw. zu der unteren Abzweigung gehörender Leistungsdetektor an geschlossen, deren Ausgänge mit je einem Eingang des differenzbildenden Stromkreises 40 verbunden sind. Gleichzeitig bildet der Ausgang des differenzbilden den Stromkreises 40 den Ausgang 41 des Spektrumindi kators 31. Hier erscheint daa Fehlersignal des Spekt rumindikators 31, das mit der Differenz zwischen der Trägerfrequenz des Signals mit unterdrücktem Träger und dar nominellen Trägerfrequenz proportional ist. Bei der Realisierung des Spektrumindikators 31 ist der wesentliche Standpunkt in Betracht zu nehmen, daß die Leiatungsdetektoren tatsächlich eine mit der Leis tung des zu ihnen ankommenden Signals proportionale Gleichspannung oder Gleichstrom an den Ausgängen liefern sollen. Zu diesem Zwecke ist ein Multiplizierstromkreis am bestens geeignet, zu den beiden Eingängen dessen dasselbe Signal geleitet wird. Einen ebenfalls wesentlichen Teil des Spekt rumindikators bilden der in der oberen Abzweigung 36 und in der unteren Abzweigung 37 vorhandene asymmetrische Vierpol. In diesem Fall muß die Übertragungscharakteristik in dem Übertragungsband des Empfängers im Bezug der nominellen Trägeαrfrequenz asymmetrisch sein. Die einfachste Weise zur Realisierung besteht darin, daß die die grossten Übertragungen ergebende Frequenz der einzelnen asymmetrischen Vierpole in einem mit der nominellen Trägerfrequenz ennähernd gleichen Masse, aber auf einen in der gegengesetzten Richtung abweichenden Wert eingestellt wird.
    [0023] Einen wichtigen Parameter stellt die Differenz der Bandmittelfrequenz und der nominellen Trägerfrequenz der asymmetrischen Vierpole dar. Sollte diese Differenz geändert werden, ändert sich die Grosse des Fehlersignals. Das größte Fehlersignal wird dann erreicht, wenn die Frequenzdifferenz 1/2 T beträgt, wo T eine Symbolzeit bezeichnet. Es sind doch jedoch Fälle bekannt, in denen von diesem Optimalwert abzuweichen unerläßlich ist. Die einwandfreie Funktion des Spektrumindikators erfordert nämlich, daß die Frequenz mit dem unterdrückten Träger weniger von der nominellen Trägerfrequenz abweiche, als die Mittelbandfrequenz der asymmetrischen Vierpole.
    [0024] Die in der oberen Abzweigung 36 und in der unteren Abzweigung 37 vorhandenen Vierpole können durch die Abzweigschaltung der in Serie geschalteten, eine Serienresonanz ergebenden und parallel geschalteten, eine parallele Resonanz ergebenden Resonatoren realisiert werden. In dea einfachsten Falle ist es genügend zu einem Vierpol einen Resonator zu verwenden.
    [0025] Eine äußerst wichtige Forderung besteht darin, daß die asymmetrischen Vierpole des Spektrumindikators 31 woimmer Signale von annähernd gleichem Pegel (Gesamtleistung) erhalten. Nur auf diese Weise kann es nämlich sichergestellt werden, daß das Fehlersignal des Spektrumindikators 31 tatsächlich ausschließlieh von der Spektrumverschiebung abhänge. Die Signalpegelschwankungen können in der Mehrheit der Fälle auf die Änderungen der Ausbreitung im Freien, d.h. auf den Schwund (fading) zurückgeführt werden. Die wesentliche Herabsetzung dieser Schwankungen in dem Empfänger ist übrigens auch aus sonstigen Gründen unerläßlich, die von der in dea Mittelfrequenzblock 13 vorhande nen automatischen Verstärkung-Regelung durchgeführt wird. Der Trägerrücksteller und der sich darin befindende Spektrumindikator schliessen sich dem Ausgang des Mittelfrequenzblocks 13 an, wodurch ein annähernd konstanter Pegel erreicht werden kann. Darüber hin aus scheint es zweckmäßig zur weiteren Verminderu der noch übrigbleibenden Schwankungen bei dem Ein gang 21 der Trägerrückstellschaltung 15 und eventu ell separat bei dem Eingang 34 des Spektrumindikators 31 eine pegelausgleichende Einheit anzubringen.
    [0026] Durch die Anwendung des Spektruaindikators 31 in der Trägerrückstellschaltung kann erst dann das günstigste Resultat erreicht werden, wenn die Regelung derweise eingestellt wird, daß die Frequenz des elektronisch abstimmbaren Oszillators womöglichst genau der Trägerfrequenz folge. Die Regelung wird von mehreren Charakteristiken beeinflußt, undzwar durch die Steilheit des Spektrumindikators und des elektrisch abstimmbaren Oszillators, die Verstärkung der dazwischen vorhandenen Stufungen, sowie deren Zeitkonstante. Mit Hinsicht darauf, daß die Steilheit zwischen gewissen Grenzen vorgegeben ist, ist die Verstärkung auf den entsprechendesten Wert einzustellen, so scheint es zweckmäßig die Verstärkung des Gleichstromverstärkers als veränderbar auszubildem. Die in den Figuren 3 und 4 dargestellten Ausführungsbeispiele der Trägerrückstellschaltung und des enthaltenen Spektrumindikators können in di versen Anordnungen realisiert werden.
    [0027] Eine geringermassen modifizierte Version der Trägerrückstellschaltung ist in Figur 5 veranschaulicht. Aus dem Vergleich mit der Figur 3 geht es eindeutig hervor, daß der Frequenzmultiplikator 26 weggelassen worden ist und anstatt dessen der Frequenzteiler 42 eingesetzt ist. Auf diese Weise schwingt der elektronisch abstimmbare Oszillator nicht auf der Trägerfrequenz des zu dem Eingang des Trägerrücksteller3 ankommenden Signale, sondern auf dem Vielfachen der erwähnten Frequenz, die mit der von dem Frequenzmultiplikator 23 erzeugten Frequenz übereinstimmt. Aus diesem Grunde wird der Frequenzteuer 42 zwischen dem elektronisch abstimmbaren Oszillator 24 und dem Ausgang der Trägerrückstellschaltung eingesetzt, dessen Teilungszahl mit der Multiplikationszahl des Frequenzmultiplikators 23 übereinstimmt. In der Figur 5 sind zwei Ausgänge dargestellt, die z.B. bei einer Vierzastandsphasendemodula- tion erforderlich sind. Zwischen den Ausgängen muß eine Phasendifferenz vorhanden sein, die entweder im Laufe der Trägerrückstellung oder in dem Demodulator erzeugt wird. Im allgemeinen entspricht die Zahl der Ausgänge der Hälfte der Zahl der Phasenzustände. Bei der in der Figur 5 dargestellten Anordnung ist das phasenregulierende System aus dem Phasendetektor 27 und dem Tiefpassfilterverstärker 28 aufgebaut. Bei einem modulierten Signal mit mehreren Phasenzuständen kann auch der Demodulator mehrere Ausgänge aufweisen. In diesem Fall ist jedoch die Umwandlung von Parallel in Serien bei dem demodulierten digitalen Signalfluß erforderlich. Eine modifizierte Version des Spektrumindikators ist in der Figur 6 zu sehen. Wird nun diese Version mit jener nach Figur 4 verglichen, können Unterschiede in mehreren Hinsichten festgestellt werden. Zwischen dem Eingang 34 des Spektrumindikators 31 und dem Eingang des Verteilstromkreise 35 ist der pegelausgleichende Verstärker 43 eingeschaltet. Anstatt der in der oberen Abzweigung 36 und in der unteren Abzweigung 37 vorhandenen asymmetrischen Vierpole (Figur 4) sind die in der Figur 6 veranschaulichten asymmetrischen Vierpole der oberen Abzweigung 44 und der unteren Abzweigung 45 eingesetzt. Die letzteren weichen von den vorhererwähnten insofern ab, daß ihre Übertragungscharakteristiken - wenn gegenüber ein ander gestellt - im Bezug der nominellen Trägerfrequenz keine annähernd paarige, sondern unpaarige Symmetrie zeigen. Dementsprechend ist anstatt des differenzbildenden Stromkreises 49 der Figur 4 ein Addierstromkreis 46 lauf Figur 6 beansprucht, dessen Ausgang das Fehlersignal liefert. Der in der Figur 4 dargestellte, in der oberen Abzweigung 38 und in der unteren Abzweigung 39 vorgesehene Leistungsdetektor ist - wie es aus der Figur 6 ersichtlich ist - mit den in der oberen Abzweigung 47 und in der unteren Abzweigung vorgesehenen Multiplizierstromkreisen realisiert, undzwar derweise, daß beide Eingänge der einzelnen Multiplizierstromkreise dasselbe Signal erhalten.
    [0028] Bei den Ausführungen des Spektrumindikators laut Figuren 4 und 6 wurden identische Gleichstrompolaritäten ergebende Leistungsdetektoren in Betracht genommen, es ist aber möglich, daß das an dem Ausgang der Leistungsdetektoren vorhandene Gleichstromsignal eine entgegengesetzte Polarität aufweist. In diesem Fall ist anstatt des in der Figur 4 dargestellten differenzbildenden Stromkreises ein Addierstromkreis und anstatt in der Figur 6.dargestellten Addierstromkreises ein differenzbildender Stromkreis einzusetzen.
    [0029] In den einzelnen Anordnungen können neben den in den Figuren dargestellten Haupteinheiten noch weite re Einheiten erforderlich sein, se z.B. werden Trennelemente, Verstärker, Filter, Meß- und Überwachungselemente benötigt. Der Aufbau und Funktionslösung der Trä gerrückstellschaltung können auch interschiedlich ausgestaltet werden, so z.B. werden in der Fachliteratur sogenannten RemodulationsSysteme, Systeme mit der Costas-Schleife und Entscheidungsrückkoppelung beschrieben. Die Funktion der Trägerrückstell-Schaltungsanordnung beansprucht auch Speiseeinheiten. Der Aufbau des Senders und des Empfängers kann ebenfalls von den in Figuren 1 und 2 dargestellten Ausführungsformen abweichen, so z.B. kann der Sender mit Sendermischung innerhalb der Verbindung ausgestaltet werden. Im Gegensatz zu dem Ausführungs beispiel nach Figur 1 funktioniert in diesem Fall der Modulator nicht auf der Senderfrequenz, sondern auf Mittelfrequenz, wobei das Mittelfrequenzsignal verstärkt und filtriert von dem Sendermischer in die Senderfrequenz übersetzt wird. Der Mischvorgang beansprucht einen Lokalgenerator und einen aus den ausgemischten Signalen das Nutzsignal auswähltenden Filter. Der Sender kann ebenfalls von der in Figur 2 dargestellten Ausführungsform abweichen. Er kann z.B. mit Doppelmischung arbeiten, dann ist die Mittelfrequenz dementsprechend zweierlei. Bei einer Doppelmischung müssen zwei Lokalgeneratoren vorhanden sein. Sollten in dem Sender und in dem Empfänger mehrere Mischvorgänge vor sich gehen, wird die Instabilität der Trägerfrequenz infolge der erhöhten Zahl der zur Mischung erforderlichen Lokalgeneratoren gröaser sein; auch dieses Problem kann unter Anwendung der erfindungsgemäßen RücksteilSchaltung - undzwar durch die grδssere Bandbreite - gelöst werden.
    [0030] Die hier geschilderten Ausführungen stellen Ausführungsbeispiele dar. Im Laufe der praktischen Realisierung können die einzelnen Einheiten kontrahiert oder auseinandergetrennt werden, gewisse Einheiten können weggelassen werden. Auch ein Sender ohne Regenerator oder Mischer ist verwendbar. In gewissen Fällen verfügt das zu übertragen gewünschte Signal schon an sich über einen Zufallscharakter, in solchen Fällen können sogar der Bitmischer und der Bitrückmischer weggelassen werden.
    权利要求:
    Claims

    P AT EN T AN S PR Ü C HE
    1. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung zu einer Verbindung mit kohärenter Demodulation, bei der die Trägerrückstellschaltung mit einem Eingang für das modulierte Signal und einem Ausgang (mehreren Ausgängen) für das unmodulierte Signal versehen ist, desweiteren ein elektronisch veränderliches Element - zweckmäßig ein abstimmbarer Oszillator - enthalten ist, dadurch g e k e n n z e i c hn et , daß die Trägerrückstellschaltung einen oder mehrere, die Verschie bung des Spektrums des modulierten Signals wahrnehmenden und das elektronisch veränderliche Element - zweckmäßig den abstimmbaren Oszillator - regelnden Spektrumindikator(en) enthält. 2. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach Anspruch 1, dadurch g e k e n nz e i c h n e t , daß der Träger rücksteller (15) an der E∑apfangsβeite des Verbindungswegs angeordnet ist und der Ausgang/die Ausgänge dem Referenzeingang/den Eingängen des Demodulators (14) - angeschlossen ist/sind (Figur 2).
    3. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach Anspruch 1 oder 2, zur Sicherstellung des Zufallprozesses des digitalen modulierenden Signals, dadurch g e k e nnz e i c h n e t , daß wenigstens an der einer Senderseite (oder an mehreren Senderselten) des Verbindungswegs ein oder mehrere Bitmischer (3) und an wenigstens einer Empfangerseite (oder an mehreren Empfängerseiten) des Verbindungswegs ein oder mehrere Bitrückmischer (17) vorgesehen ist/sind (Figuren 1 und 2).
    4. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstel lung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 3, zu einer Verbindung mit unterdrücktem Träger, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß die zur Trägerrückstellung dienende Schaltungsanordnung an sich bekannte phasengeschlossene Schleife(n) und/oder nicht-lineare Operationen durchführende Stufung(en) ebenfalls enthält (Figur 3).
    5. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstel lung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß in dem Spektrumanalysator (31) je ein Vierpol (36, 37) in der oberen bzw. in der unteren Abzweigung vorgesehen ist, deren Übertragungscharakteristik im Bezug der nominellen Trägerfrequenz an sL ch einzeln asymmetrisch ist, hingegen, wenn miteinander verglichen, weisen die beiden Übertragungscharakteristiken im Bezug der nominellen Trägerfrequenz annähernd paarige Symmetrie auf (Figur 4). 6. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Anspruch 1 bis 4, dadurch g e k e n n z e i ch n e t , daß in dem Spektrumanalysator (31) zwei Vierpole (44, 45) in der oberen bzw. in der unteren Abzweigung vorhanden sind, deren Übertragungscharakteristiken im Bezug der nominellen Trägerfrequenz an sich selbst, separat asymmetrisch sind, wenn jedoch diese einander gegenüber gestellt sind, weisen die beiden Übertragungscharakteristiken im Bezug der nominellen Trägerfrequenz eine annähernd unpaarige Symmetrie auf (Figur 6).
    7. Schaltungsanordnung zur Tragerrücksteilung nach jedwelchem der Ansprüche 5 und 6, dadurch g ek e n n z e i c h n e t , daß die Eingänge der asymmetrischen Vierpole in der oberen und unteren Abzweigung direkt oder indirekt parallel geschaltet sind, und der Eingang gleichzeitig den Eingang (34) des Spektrumindikators (31) bildet, desweiteren der Ausgang der asymmetrischen Vierpole in der oberen bzw. in der unteren Abzweigung je einem in der oberen bzw. in der unteren Abzweigung angeordneten Leistungsdetektor (38, 39) angeschlossen ist, wobei die erwähnten Leistungsdetektoren mit je einem Eingang eines differenzbildenden Stromkreises (40) oder eines AddierStromkreises (46) verbunden sind, desweiteren der Ausgang des differenzbildenden Stromkreises (40) oder des Addierstromkreises (46) sich dem Ausgang
    (41) des Spektrumindikators (31) anschließt (Figuren 4 und 6). 8. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß der Leitungsdetektor des Spektrumindikators (31) von je einem, in der oberen bzw. in der unteren Abzweigung angeordneten Multiplizierstromkreis (47, 48) gebildet ist, dessen beide Eingänge- dem Ausgang ein und desselben asymmetrischen Vierpols angeschlossen sind, während der Ausgang des in der oberen Abzweigung vorhandenen Multiplizierstromkreises (40) mit dem einen Eingang des differenzbildenden Stromkreises (40) oder des Addierstromkreises (46) verbunden ist und der Ausgang des Multiplizierstromkreises (48) der unteren Abzweigung sich dem anderen Eingang des differenzbildenden Stromkreises (40) oder der Addierstromkreises (46) anschließt (Figur 6).
    9. Schaltungaanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß die in der oberen bzw. unteren Abzweigung vorhandenen asymmetri sehen Vierpole (36, 44 bzw. 37, 45) wenigstens einen in der Reihe geschalteten, eine Serienresonanz ergebenden und/oder wenigstens einen parellel geschalteten eine parallele Resonanz gebenden Resonator enthalten. 10. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstel lung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch g e k e nn z e i c h n e t , daß zwischen dem Ausgang (41) des Spektrumindikators (31) und dem Regeleingang des elektronisch abstimmbaren Oszilla tors (24) ein Gleichstromverstärker (33) oder ein solcher Tiefpassfilter (32) eingefügt ist, der bei der Frequenz des zu dem Eingang (34) des Spektrumindikators (31) geleiteten Signals ein Sperrband aufweist und die Zeitkonstante zweckmäßig das Tausend fache der Zeitdauer des Bits überschreitet (Figur 3). 11. Schaltungsanordnung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch g e k e nn z e i c h ne t , daß dem Regeleingang des elektronisch abstimmbaren Oszillators (24) der Ausgang des Addierstromkreises (30) angeschlossen ist, während dem einen Eingaa g des AddierStromkreises sich der Ausgang (41) des Spektrumindikators anschließt und dem anderen Eingang mit der gleichen Polarität der Ausgang des Phasenregelsystems angeschlossen ist. 12. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch g e k e nn z e i c h n e t , daß der Hochfrequenzausgang des elektronisch abstimmbaren Oszillators (24) sowohl dem Eingang des Phasenregelsystems, wie auch dem(den) Ausgang/Ausgängen (25) des Trägerrückstellers angeschlossen ist.
    13. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch g e k e nn z e i c h n e t , daß zwischen dem Eingang (34) des Spektrumindikators (31) und dem Eingang/den Eingängen der Vierpole (36, 44; 37, 45) in der oberen bzw. unteren Abzweigung ein das zu seinem Eingang eintreffende Signal auf seine Ausgänge verteilende Stromkreis (35) und/oder ein pegelausgleichender Verstärker (43) eingeschaltet ist (Figur 6).
    14. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß eine an sich bekannte, sogenannte M-fache Frequenzvervielfacher-Schleife angeordnet ist.
    15. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß die AnOrdnung eine an sich bekannte, sogenannte Costas-Schleife im M-Zustand enthält.
    16. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch g e k e nnz e i c h n e t , daß der Trägerrückschalter einen an sich bekannten, sogenannten Remodulator enthält.
    17. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch g e k e n n z e i ch n e t , daß eine an sich bekannte, sogenannte Entscheidungsrückkoppelschleife enthalten ist.
    18. Schaltungsanordnung zur Trägerrückstellung nach jedwelchem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch g e k e n n z e i c h n e t , daß zwischen dem Eingang (9) des Empfängers und dem Eingang des
    Spektrumindikators (34) eine oder mehrere mit automatischer Verstärkungsregelung (AGC) und/oder Limitierung (Limitator) versehenen Stufungen (13) eingeschaltet sind.
    类似技术:
    公开号 | 公开日 | 专利标题
    Zimmerman et al.1967|The AN/GSC-10 | variable rate data modem for HF radio
    US4252995A|1981-02-24|Radio broadcasting system with transmitter identification
    JP3173788B2|2001-06-04|デジタル伝送装置および直接変換レシーバ
    EP0555239B1|1995-07-26|Begrenzungssteuerung in einen mikrowellenleistungssender
    DE69532722T2|2005-02-10|Zweiwegfunksystem mit synchronisierter frequenz
    EP0581799B1|1996-12-04|Adaptive phasenregelung für den vorverzerrer eines leistungsverstärkers
    US5123008A|1992-06-16|Single frequency time division duplex transceiver
    EP0624959B1|1999-08-11|FM-Empfänger mit einer Schaltung zur Überabtastung
    US6067329A|2000-05-23|VSB demodulator
    US7310387B2|2007-12-18|Apparatus for compensating DC offsets, gain and phase imbalances between I-channel and Q-channel in quadrature transceiving system
    US5787123A|1998-07-28|Receiver for orthogonal frequency division multiplexed signals
    US5878088A|1999-03-02|Digital variable symbol timing recovery system for QAM
    US4509017A|1985-04-02|Method and apparatus for pulse angle modulation
    DE3111729C2|1990-05-23|
    CN1750525B|2011-05-18|正交检测器、正交解调器及采样正交解调器
    KR920007089B1|1992-08-24|무선 송.수신기
    US3993956A|1976-11-23|Digital detection system for differential phase shift keyed signals
    US5235424A|1993-08-10|Automatic gain control system for a high definition television signal receiver
    US3626417A|1971-12-07|Hybrid frequency shift-amplitude modulated tone system
    US4672636A|1987-06-09|AFC circuit for direct modulation FM data receivers
    US7184504B2|2007-02-27|Receiver having an integrated clock phase detector
    DE60124234T2|2007-09-13|Verfahren zur kompensation von phasenfehlern in mehrträgersignalen
    US5673293A|1997-09-30|Method and apparatus for demodulating QAM and VSB signals
    FI80175B|1989-12-29|Digitalt radiokommunikationssystem.
    US5771442A|1998-06-23|Dual mode transmitter
    同族专利:
    公开号 | 公开日
    EP0098831A1|1984-01-25|
    EP0098831A4|1985-09-02|
    HU182370B|1983-12-28|
    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    法律状态:
    1983-03-03| AL| Designated countries for regional patents|Designated state(s): DE FR GB |
    1983-08-05| WWE| Wipo information: entry into national phase|Ref document number: 1982901364 Country of ref document: EP |
    1984-01-25| WWP| Wipo information: published in national office|Ref document number: 1982901364 Country of ref document: EP |
    1988-12-07| WWW| Wipo information: withdrawn in national office|Ref document number: 1982901364 Country of ref document: EP |
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
    [返回顶部]